Utformning av strömlägesbaserad oscillator för ljudförstärkare i klass D: 6 steg

2024 Författare: John Day | [email protected]. Senast ändrad: 2024-01-30 12:35

Under de senaste åren har ljudförstärkare i klass D blivit den föredragna lösningen för bärbara ljudsystem som MP3 och mobiltelefoner på grund av deras höga effektivitet och låga strömförbrukning. Oscillatorn är en viktig del av klass D -ljudförstärkaren. Oscillatorn har ett viktigt inflytande på förstärkarens ljudkvalitet, chipeffektivitet, elektromagnetiska störningar och andra indikatorer. För detta ändamål utformar detta dokument en strömstyrd oscillatorkrets för effektförstärkare i klass D. Modulen är baserad på det aktuella läget och implementerar huvudsakligen två funktioner: en är att tillhandahålla en triangulär vågsignal vars amplitud är proportionell mot nätspänningen; den andra är att tillhandahålla en fyrkantvågssignal vars frekvens är nästan oberoende av strömförsörjningsspänningen, och kvadratvågssignalens arbetsförhållande är 50%.

Steg 1: Oscillatorprincip för nuvarande läge

Oscillatorns arbetsprincip är att styra laddning och urladdning av kondensatorn med strömkällan genom MOS -omkopplingsröret för att generera en triangulär vågsignal. Ett blockschema över en konventionell strömlägesbaserad oscillator visas i figur 1.

Utformning av strömlägesbaserad oscillator för ljudförstärkare i klass D

I FIG. 1, R1, R2, R3 och R4 alstrar tröskelspänningar VH, VL och en referensspänning Vref genom att dela en spänning av en matningsspänning. Referensspänningen leds sedan genom en LDO -struktur hos förstärkarna OPA och MN1 för att generera en referensström Iref som är proportionell mot matningsspänningen. Så det finns:

MP1, MP2 och MP3 i detta system kan bilda en spegelströmskälla för att generera laddström IB1. Spegelströmskällan som består av MP1, MP2, MN2 och MN3 genererar en urladdningsström IB2. Det antas att MP1, MP2 och MP3 har samma bredd till längdförhållanden, och MN2 och MN3 har samma bredd till längdförhållanden. Sedan finns det:

När oscillatorn fungerar, under laddningsfasen t1, CLK = 1, laddar MP3 -röret kondensatorn med en konstant ström IB1. Därefter stiger spänningen vid punkt A linjärt. När spänningen vid punkt A är större än VH, vrids spänningen vid utgången på cmp1 till noll. Logikkontrollmodulen består huvudsakligen av RS-flip-flops. När utmatningen av cmp1 är 0, är utgångsterminalen CLK inverterad till en låg nivå och CLK är en hög nivå. Oscillatorn går in i urladdningsfasen t2, vid vilken punkt kondensatorn C börjar urladdas med en konstant ström IB2, vilket får spänningen vid punkt A att sjunka. När spänningen sjunker under VL blir utspänningen på cmp2 noll. RS flip-flop flippar, CLK går högt och CLK går lågt, vilket slutför en laddnings- och urladdningsperiod. Eftersom IB1 och IB2 är lika är kondensatorns laddnings- och urladdningstider lika. Den stigande kantlutningen för A-punktens triangulära våg är lika med det absoluta värdet för den fallande kantlutningen. Därför är CLK -signalen en fyrkantvågssignal med ett driftförhållande på 50%.

Utgångsfrekvensen för denna oscillator är oberoende av matningsspänningen och amplituden för den triangulära vågen är proportionell mot matningsspänningen.

Steg 2: Implementering av oscillatorkrets

Oscillatorkretsdesignen som utformats i detta dokument visas i figur 2. Kretsen är uppdelad i tre delar: en tröskelspänningskapande krets, en laddnings- och urladdningsströmgenererande krets och en logisk styrkrets.

Utformning av strömlägesbaserad oscillator för ljudförstärkare i klass D Figur 2 oscillatorimplementeringskrets

2.1 Tröskelgenereringsenhet

Tröskelspänningsalstrande delen kan bestå av MNl och fyra spänningsdelande motstånd R1, R2, R3 och R4 med lika motståndsvärden. MOS -transistorn MN1 används här som en omkopplingstransistor. När ingen ljudsignal matas in sätter chipet CTRL -terminalen låg, VH och VL är båda 0V, och oscillatorn slutar fungera för att minska den statiska strömförbrukningen för chipet. När det finns en signalingång är CTRL låg, VH = 3Vdd/4, VL = Vdd/4. På grund av komparatorns högfrekventa drift, om punkt B och punkt C är direkt anslutna till komparatoringången, kan elektromagnetisk interferens genereras till tröskelspänningen genom MOS -transistorns parasitiska kapacitans. Därför ansluter denna krets punkt B och punkt C till bufferten. Kretssimuleringar visar att användningen av buffertar effektivt kan isolera elektromagnetisk störning och stabilisera tröskelspänningen.

2.2 Generering av laddnings- och urladdningsström

Ström proportionell mot matningsspänningen kan genereras av OPA, MN2 och R5. Eftersom förstärkningen för OPA är hög är spänningsskillnaden mellan Vref och V5 försumbar. På grund av kanalmoduleringseffekten påverkas strömmarna för MP11 och MN10 av käll-dräneringsspänningen. Därför är kondensatorns laddnings-urladdningsström inte längre linjär med matningsspänningen. I denna design använder den nuvarande spegeln kaskodstruktur för att stabilisera käll-dräneringsspänningen för MP11 och MN10, och minska känsligheten för nätspänningen. Ur ett AC -perspektiv ökar kaskodstrukturen utmatningsmotståndet för strömkällan (lagret) och minskar felet i utströmmen. MN3, MN4 och MP5 används för att tillhandahålla en förspänning för MP12. MP8, MP10, MN6 kan ge förspänning för MN9.

2.3 Avsnitt för logisk kontroll

Utgången CLK och CLK för vippan är fyrkantvågssignaler med motsatta faser, som kan användas för att styra öppning och stängning av MP13, MN11 och MP14, MN12. MP14 och MN11 fungerar som omkopplingstransistorer, som fungerar som SW1 och SW2 i figur 1. MN12 och MP13 fungerar som hjälprör, vars huvudsakliga funktion är att minska laddnings- och urladdningsströmmen och eliminera det skarpa skottfenomenet triangulära vågor. Sharp-shoot-fenomenet orsakas huvudsakligen av kanalladdningsinjektionseffekten när MOS-transistorn är i tillståndsövergången.

Om vi antar att MN12 och MP13 tas bort, när CLK övergår från 0 till 1, slås MP14 till avstängt tillstånd och den nuvarande källan som består av MP11 och MP12 tvingas gå in i den djupa linjära regionen från mättnadsområdet omedelbart och MP11, MP12, MP13 are Kanalladdningen dras ut på mycket kort tid, vilket orsakar en stor glitchström, vilket orsakar en spetsspänning vid punkt A. Samtidigt hoppar MN11 från avstängt tillstånd till på -läge och nuvarande lager bestående av MN10 och MN9 går från den djupa linjära regionen till mättnadsområdet. Kanalkapacitansen för dessa tre rör laddas på kort tid, vilket också orsakar stor Burr -ström och spetsspänning. På samma sätt, om hjälpröret MN12 tas bort, genererar MN11, MN10 och MN9 också en stor glitchström och en spetsspänning när CLK hoppas. Även om MP13 och MP14 har samma bredd-till-längd-förhållande, är gate-nivån motsatt, så MP13 och MP14 slås omväxlande på. MP13 spelar två huvudroller för att eliminera spetsspänningen. Se först till att MP11 och MP12 arbetar i mättnadsområdet under hela cykeln för att säkerställa kontinuiteten i strömmen och undvika den skarpa fotograferingsspänningen som orsakas av den aktuella spegeln. För det andra, gör MP13 och MP14 till ett komplementärt rör. Således, vid ögonblicket av CLK -spänningsändringen, laddas kanalkapacitansen för ett rör, och kanalkapacitansen för det andra röret urladdas, och de positiva och negativa laddningarna avbryter varandra, vilket minskar glitchströmmen kraftigt. På samma sätt kommer introduktionen av MN12 att spela samma roll.

2.4 Tillämpning av reparationsteknik

Parametrarna för olika satser av MOS -rör varierar mellan skivorna. Under olika processvinklar kommer tjockleken på oxidskiktet i MOS -röret också att vara annorlunda, och motsvarande Cox kommer också att förändras i enlighet därmed, vilket gör att laddnings- och urladdningsströmmen ändras, vilket får oscillatorns utfrekvens att förändras. I integrerad kretsdesign används trimningstekniken huvudsakligen för att modifiera motstånds- och motståndsnätverket (eller kondensatornätverket). Olika motståndsnätverk kan användas för att öka eller minska motståndet (eller kapacitansen) för att designa olika motståndsnätverk (eller kondensatornätverk). Laddnings- och urladdningsströmmarna IB1 och IB2 bestäms huvudsakligen av strömmen Iref. Och Iref = Vdd/2R5. Därför väljer denna design att trimma motståndet R5. Trimmningsnätet visas i figur 3. I figuren är alla motstånd lika. I denna design är motståndet hos motståndet R5 45kΩ. R5 är seriekopplad med tio små motstånd med ett motstånd på 4,5 kΩ. Genom att smälta ihop tråden mellan de två punkterna A och B kan motståndet på R5 öka med 2,5%, och sammansmältning av tråden mellan B och C kan öka motståndet med 1,25%, mellan A, B och B, C. Säkringarna är alla sprungna, vilket ökar motståndet med 3,75%. Nackdelen med denna trimningsteknik är att den bara kan öka motståndsvärdet, men inte det lilla.

Figur 3 nätverksstruktur för motståndsreparation

Steg 3: Analys av simuleringsresultat

Denna design kan implementeras på CSMC: s 0,5 μm CMOS -process och kan simuleras med Spectre -verktyget.

3.1 Förbättring av triangulär våg genom komplementärt kopplingsrör

Figur 4 är ett schematiskt diagram som visar förbättringen av den triangulära vågen med det komplementära omkopplingsröret. Det framgår av fig. 4 att vågformerna för MP13 och MN12 i denna konstruktion inte har några uppenbara toppar när lutningen ändras och fenomenet för vågformslipning försvinner efter att tillsatsröret har tillsatts.

Figur 4 Förbättrad vågform för det komplementära kopplingsröret till triangulära vågen

3.2 Påverkan av nätspänning och temperatur

Det framgår av figur 5 att oscillatorns frekvens ändras till 1,86% när strömförsörjningsspänningen ändras från 3V till 5V. När temperaturen ändras från -40 ° C till 120 ° C ändras oscillatorns frekvens med 1,93%. Det kan ses att när temperaturen och strömförsörjningsspänningen varierar kraftigt kan oscillatorns utgångsfrekvens förbli stabil, så att chipets normala drift kan säkerställas.

Figur 5 Effekt av spänning och temperatur på frekvensen

Steg 4: Slutsats

Detta dokument utvecklar en strömstyrd oscillator för ljudförstärkare i klass D. Vanligtvis kan denna oscillator mata ut fyrkantiga och triangulära vågsignaler med en frekvens på 250 kHz. Dessutom kan oscillatorns utgångsfrekvens förbli stabil när temperaturen och matningsspänningen varierar kraftigt. Dessutom kan spetsspänningen också tas bort genom att lägga till komplementära kopplingstransistorer. Genom att införa en trimningsteknik för motståndsnät kan en exakt utgångsfrekvens erhållas i närvaro av processvariationer. För närvarande har denna oscillator använts i en ljudförstärkare i klass D.